REALISATION D'UN GENERATEUR 0 à 120 MHz (et plus)


1. PREAMBULE

Cet article fait suite aux premières expérimentations réalisées et décrites dans la revue (DDS : Direct Digital Synthesizers)
Comme indiqué précédemment, les DDS permettent la réalisation d’oscillateurs de très grande stabilité (celle du quartz) et de très grande résolution (<0.1 Hz).
Par contre la pureté spectrale n’est pas toujours garantie, particulièrement dans les réalisations requérant une grande excursion de fréquence avec un pas d’incrémentation faible. On citera en exemple les applications amateurs décamétriques.
Cet article propose des solutions permettant de pallier les défauts rencontrés et en application la description (peut-être inédite) d'un générateur couvrant la gamme audio à 120 MHz.


2. PURETE SPECTRALE DES DDS

La pureté spectrale est directement liée à plusieurs facteurs maîtrisables, sachant qu’ils en existent d’autres bien plus difficile à cerner :

2.1. la fréquence de l’horloge du DDS


La règle de base est que la fréquence du signal de sortie n’excède pas 40% de la fréquence de l’horloge. Cette règle est simpliste car elle permet de rester suffisamment éloignée du mélange f horloge – f signal. Par exemple, prenons une horloge de 125 MHz. 40% nous amène à 50 MHz et le mélange à 125 -50 = 75 MHz. Avec un bon filtre elliptique à 3 cellules on atténue fortement cette raie. Mais en réalité le principal problème n’est pas là. Il se situe principalement au moment de la « reconstruction » de la sinusoïde par le convertisseur digital/analogique (DAC).

2.2. Le convertisseur digital/analogique (DAC) :


Sur les DDS courant ces convertisseurs ont une résolution de 10 bits, ce qui n’est déjà pas si mal, malgré tout, la sinusoïde n’est pas parfaite et présentera d’autant plus d’échelons ou de pallier que la fréquence de l’horloge sera faible (pour une fréquence données en sortie) ; on aura donc tout intérêt à utiliser le DDS au maximum de ses performances en terme de fréquence d’horloge. Un DAC 12 bits, comme nous le verrons plus loin améliore sensiblement les choses.
Mais comme mentionnée précédemment, ce n’est pas là qu’est la principale cause de signaux indésirables.
Les données fournies au DAC sont contenues dans une table assurant la correspondance entre les données binaires programmées par l’utilisateur (fréquence désirée en sortie) et la fréquence à générer par le DAC (en fait ce sont des données de phase et d’amplitude). Si l’on se rappelle que la fréquence d’un DDS courant est codé sur 32 bits, soit 4294967296 combinaisons offrant alors avec une horloge à 125 MHz une résolution de 0.023 Hz, on imagine la taille de la table nécessaire au DAC…. ! Plusieurs gigaoctets seraient nécessaires et c’est la raison pour laquelle, seules « quelques » valeurs résident dans cette table, les autres étant approchées.
On devine facilement alors ce qu’il advient lorsque l’on génère une valeur qui n’est pas dans la table, on prend la valeur la plus proche et on tronque les « décimales » (les bits de poids faible). Cette troncature a un effet désastreux sur le spectre de sortie et il n’est guère de moyens à mettre en œuvre pour s’en affranchir. La seule solution est de générer des fréquences contenues dans la table….Ceci peut paraître farfelu mais en on est bien proche de la réalité quand les DDS sont utilisés dans les GSM ou autres équipements fonctionnant sur une dizaine, voire une centaine de fréquences connues par avance.
Dans l’utilisation d’un DDS « en continu », il est inévitable qu’à de nombreux moments on sera dans une configuration de troncature. Je l’ai précédemment montré en comparant des spectres séparés de quelques centaines de hertz dont l’un est tout à fait convenable et l’autre très pollué.

2.3. Bruit de phase :

Le bruit de phase est lié a de nombreux facteurs, on citera :

- pureté spectrale de l'oscillateur d'horloge
- rapport fréquence de sortie/ fréquence d'horloge
- résolution du DAC
- découplage des alimentations digitales et analogiques.

Les feuilles de spécifications des DDS AD9850 et AD9852 en ce qui concerne le bruit de phase permettent seulement de comparer les deux DDS générant un signal à 5 MHz. Les fréquences d'horloge sont maximales (125 pour AD9850 ET 300 MHz pour AD9852). Pour ce dernier, une seconde courbe tient compte de la mise en route du multiplicateur (X 10).
Le tableau ci-après présente la synthèse des résultats * :


F out = 5MHz 100Hz 1kHz 10kHz 100kHz
AD9850 (125MHz CK) -107dBc -134dBc -147dBc -152dBc
AD9852 (300 MHz CK) -148dBc -158dBc -160dBc -160dBc
AD9852 multi X10 -142dBc -148dBc -138dBc -135dBc

- dBc : Niveau du bruit par rapport à la porteuse.

* Les valeurs du tableau sont extraits de la lecture des courbes et son naturellement imprécises. De plus, le bruit propre de l'oscillateur n'est pas renseigné.
On se rend rapidement compte à l'examen de ses résultats que des deux DDS, l'AD9852 avec une horloge de 300 MHz directe est très supérieur à l'AD9852.
Avec le multiplicateur en fonction (X10), il le reste jusqu'à 1kHz, au delà, il est battu par l'AD9850.
Les résultats avec un facteur de multiplication moindre (4 par exemple) ne sont pas communiqués.


3. MOYENS DE CONTOURNEMENT


Dans un récepteur où un DDS est directement utilisé comme oscillateur local, la présence de ces raies parasites, même de faible amplitude, crée de multiples mélanges impossible à supprimer et entraînant une multitude « d’oiseaux » pour les pires cas.
Les solutions de contournement ne sont pas d’une très grande difficulté ni parfaites et la plus connue est l’association d’un DDS avec un PLL.
Cette combinaison permet de faire fonctionner le DDS à fréquence basse (2 à 3 MHz) ce qui permet de se situer très loin de la fréquence d’horloge et de pouvoir filtrer énergiquement et de confier à un ou plusieurs VCO la génération proprement dite de la fréquence utile. Les VCO sont contrôlés par le PLL, qui reçoit en signal de référence, la sortie du DDS.
Cette solution requiert un nombre important d’étages car il est nécessaire de diviser la fréquence de sortie des VCO par une valeur permettant de rabaisser fortement la fréquence du DDS (16 ou 32 ont été essayés avec succès). Cette division est généralement confiée à des diviseurs TTL rapide qui nécessitent quelques volts en entrée pour fonctionner, d’où amplificateurs à mettre en ouvre.
Par ailleurs, un PLL est nécessaire ainsi que le VCO.
Pour la réalisation de l’oscillateur local d’un transceiver décamétrique présentant de bonnes performances, on se rend compte rapidement qu’un seul VCO ne saurait couvrir la totalité des bandes amateurs car l’excursion est trop élevée.
Tout dépend bien évidemment du choix de la 1ère FI et plus sa fréquence sera élevée, moins l’excursion relative (Delta F/F) sera importante. Avec une FI de 36 ou 48 MHz, 4 VCO sont nécessaires pour couvrir les bandes de 1.8 à 50 MHz, le trois premiers VCO se chargeant de 1.8 à 30 et le dernier exclusivement de la bande 50 MHz.
Avec un seul changement de fréquence et une FI de 4.915 MHz, plus de trois VCO seront nécessaires….On arrive généralement à un VCO par bande…Autant dire que cela devient complexe tant au point de vue des VCO eux-mêmes que des commutations nécessaires pour les mettre en œuvre au bon moment.

J’ai expérimenté tous ces montages et il est clair que l’amélioration est substantielle entre un DDS utilisé en direct et un DDS/VCO.
Malgré tout, l’AD9850 qui a été et reste encore le DDS le plus utilisé dans le monde amateur atteint rapidement ses limites pour l’ensemble des raisons évoquées ci-dessus.
Le DDS AD9851 peut sembler un peu plus prometteur car sa fréquence limite d’horloge est de 180 MHz. De plus, il possède en interne un multiplicateur qui permet l’utilisation d’un oscillateur de fréquence inférieur. En réalité, si l’on souhaite un signal sans trop de bruit de phase, le multiplicateur est à prohiber et un oscillateur à 180 MHz est nécessaire.


4. LE GRAND SAUT…


L’insatisfaction relative obtenue avec les DDS AD9835, AD9850 et AD9851 m’ont fait rechercher un autre type plus performant. Ce DDS existait depuis déjà quelques années mais j’avais toujours renoncé à le mettre en œuvre de par la difficulté qu’il inspire lorsqu’on lit sa DATA sheet. Pensez donc :

Les moins :

- Boîtier LQFP de 80 pattes….
- Alimentation 3.3V
- Codage sur 48 bits (résolution < 1µHz)
- Programmation complexe due aux très nombreuses fonctions
- Forte consommation
- Problèmes thermiques
- Fils de commande plus nombreux

Les plus :

- Fréquence horloge 200 ou 300 MHz selon le boîtier (on y reviendra)
- DAC 12 bits (extra)
- Amplitude de sortie ajustable
- Multiplicateur d’horloge de 4 à 20 sans trou

La tentation était quand même grande…Le soudage du composant qui avait été le principal frein avait progressivement disparu par les nombreuses poses et déposes des AD9850. J’avais acquis une technique qui me semblait fiable et je ne voyais pas pourquoi 80 pattes seraient plus difficiles à souder que les 28 de l’AD9850 sachant par ailleurs que l'écartement entre pattes était le même.
Une fois mis en place avec les régulateurs 3.3V, j’arriverai bien à lui parler… !
Il ne restait plus qu’à demander deux échantillons à Analog Device, ce qui fut fait.


4.1. LA LITTERATURE :

La data sheet :

La littérature de base est la « data sheet » d’Analog Device. Il faut reconnaître – et je ne suis pas le seul – que ce n’est pas un modèle du genre et elle tranche singulièrement avec celle de l’AD9850 par exemple.
Les 43 pages qu’elle comportent ne s’assimilent pas en une soirée, loin s’en faut : il faut lire et relire, sachant que ce DDS a d’énormes possibilités :

- commande parallèle ou série
- modulation phase, fréquence, QPSK, BPSK, FM, FM chirp….
- commande d’amplitude
- mise ON ou OFF de certain circuit interne
- multiplicateur d’horloge
- …..

Le WEB :

Lorsqu’on recherche « AD9852 » ou « AD9854 » (l’AD9854 est quasi similaire à l’AD9852) sur le web, on trouve des choses…..
On trouve surtout nombre d’expérimentations réalisées à partir de la carte d’essai Analog Device de l’AD9852 ou alors des AD9852 montés sur circuit mais commandés par un PC.

Ce n’était pas vraiment ce que je recherchais, sachant que je disposais d’ores et déjà d’un PIC Microchip 16F877 qui commandait deux AD9850 et que je voulais utiliser car il pilotait une autre carte contenant la partie émission/réception d’un transceiver, un jeu de filtres, l’afficheur LCD et l’encodeur optique de changement de fréquence.
Il fallait donc y aller sans filet….


4.2. LE GENERATEUR :

Une carte de 13X18 cm est utilisée pour le générateur. Elle supporte l'alimentation et le PIC 16F877 qui permettra la commande du DDS via une interface de commande qui permet d’abaisser les signaux de niveau 5V issus du PIC à la logique 3.3V requise par le DDS. Ceci étant impératif sous peine de destruction du DDS.
Le signal d'horloge est fourni par un oscillateur TTL intégré de 40 MHz.
J'ai également prévu en option, un second oscillateur utilisant un DDS AD9835 afin de ne pas redessiner la carte si le besoin s'en faisait sentir. Ce second DDS est commandable par le PIC sans modification et utilise l'horloge 40 MHz de l'AD9852.

4.2.1. CONFIGURATION MATERIELLE :


Pour notre application point ne sera besoin de modulation, seule la génération d'un signal pur nous intéresse. C'est le mode le plus simple (!) "single tone".
Par ailleurs seule la commande en mode série a été expérimentée. La raison principale est le nombre réduit de fil nécessaires, ce qui minimise la consommation des ports du PIC.

La configuration matérielle se décline alors ainsi :

- Masse digitale :

Pins 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 11, 12, 14, 15, 16, 26, 27, 28, 64, 70, 72, 75, 76, 77, 78 (23 pins)

- Masse analogique :

Pins 33, 34, 39, 40, 41, 45, 46, 47, 53, 59, 62, 66, 67 (13 pins)

Remarque : si l'on n'est pas trop regardant sur la pureté spectrale, on pourra utiliser une masse commune pour l'ensemble de ces 34 pins. J'avoue pour avoir expérimentée les deux versions que la différence est peu visible.

- +3.3V digital

Pins 9, 10, 23, 24, 25, 73, 74, 79, 80 (9 pins)

- +3.3V analogique

Pins 31, 32, 37, 38, 44, 50, 54, 60, 65 (9 pins)

Même remarque que pour les masses, il est possible de n'utiliser qu'une seule alimentation et relier les 17 pins au +3.3V

- Non connectée :

Pins 13, 18, 20, 29, 35, 36, 42, 43, 57, 58, 63 restent en l'air (11 pins).

Voici déjà 65 pins de casées….!

- Sorties :

Pins 48 essentiellement, ou pin 52 car les signaux sont identiques. Ces deux sorties sont chargées par des résistances de 50 ohms (56 en réalité).
Si on utilise un AD9854, ces deux sorties sont capables de fournir des signaux déphasés de 90°. Avis aux amateurs de phasing…
Les pin DAC out Iout1 (48) et Iout2 (52) sont simplement chargées par des résistances de 56 ohms et inutilisées dans cette application.

- Comparateur :

L'AD9852 dispose d'un comparateur interne rapide qui permet à partir du signal de sortie (ou de tout autre signal d'amplitude # 0dBm) de générer un signal carré d'amplitude 10dBm sur 50 ohms ou 3.3V hors charge. Ceci est particulièrement utile pour l'attaque d'un diviseur de PLL par exemple.
Les deux entrées (VINN et VINP - inverseuse et non inverseuse) sont respectivement les pins 43 et 42. La sortie (VOUT) est la pin 36.
Ces trois pins ne sont pas utilisées dans notre application (non connectées).

- DAC RSET pin 56 :

Une simple résistance entre cette pin et la masse définie l'amplitude maximale des signaux issus du DAC en fonction de la résistance de charge car c'est une sortie en courant.
Les valeurs normales s'étendent de 2k à 8kohms. La valeur utilisées sur la carte d'essai est de 3.9k. Plus la résistance est faible, plus grande est l'amplitude de sortie. Par contre la distorsion augmente.

- DAC BP (découplage du DAC) pin 55

Un simple condensateur de 10nF entre cette pin et le +3.3 analogique améliore la distorsion harmonique et légèrement la pureté spectrale. On peut éventuellement s'en passer mais ça ne coûte pas grand chose de la monter…

- PLL FILTER pin 61

Un réseau série 100nF /1.3k connecté entre cette pin et le +3.3V analogique assure la compensation du PLL de la partie multiplicateur d'horloge.
Si ce multiplicateur n'est pas utilisé, il n'est pas nécessaire de monter ce circuit.
Pour essai, il a été installé sur la carte.

- S/P select pin 70 :

L'état de cette pin définie le mode de communication vers le DDS : niveau bas pour liaison série, haut pour liaison parallèle. Le mode série est retenue ici.

- Master RESET pin 71 :

Comme indiqué dans la data sheet "le master reset" est essentiel pour un démarrage du DDS à la mise sous tension.
La plupart des applications recensées utilisent une sortie spécifique du PIC ou du PC pour commander cette entrée.
J'ai tenté d'économiser une sortie du PIC en utilisant un circuit RC pour maintenir le +3.3V quelques millisecondes sur l'entrée Master Reset.
Cette solution ne s'est pas avérée suffisammment fiable pour la conserver (le démarrage ne s'effectuait pas systématiquement).
Aussi, le Master reset a été confié au logiciel et permet dorénavant un démarrage sans dificulté.

- SDIO pin 19 :

Il s'agit de l'entrée du message de programmation (DATA) à destination des registres du DDS.
Les données sont générées par le bus SPI du PIC. C'est la pin "DATA" de l'AD9850.

- SCLK pin 21 :

L'horloge de cadencement des données est appliquées à cette entrée. La fréquence maximale est de 20 MHz.
Il s'agit de l'équivalence de la pin W_CLK de l'AD9850.

- CSB Chip select pin 22 :

Cette patte permet de sélectionner ou non le DDS. Ceci est particulièrement utile lorsque le bus SPI est utilisé pour commander d'autre périphérique (afficheur LCD, registres…)
Un niveau bas active l'AD9852. Pas d'équivalence pour l'AD9850.

- IO RESET pin 17 :

Cette pin permet de réinitialiser la communication série si la programmation n'a pas été conforme au protocole imposé.
Par prudence, cette pin sera utilisée à la fin de chaque envoi de données.

- IO/ Update clock :

Cette pin est systématiquement utilisées dans les applications rencontrées.
Sa fonction est double car bidirectionnelle.
En entrée, un niveau haut transfert les données contenues dans le buffer d'entrée vers les registres de programmation.
En sortie, un front haut indique que la fréquence générée a été modifiée.
En fait, on peut se passer d'utiliser cette pin en laissant le DDS gérer lui-même le temps nécessaire pour mettre à jour les données reçues.
Bien que ce temps soit programmable par l'utilisateur, la valeur par défaut (0x40) s'est avérée tout à fait adaptée.

- REFCLCK pin 69

C'est l'entrée de l'horloge principale qui fixera les valeurs de fréquence de sortie en fonction de la programmation.
A noter qu'une possibilité d'entrer en différentiel est proposée. Si elle n'est pas utilisée, la pin 64 (DIFF CLK ENABLE) sera mise à la masse.
En mode normal, la tension requise est de 400 mV c/c (carré ou sinus) centrée sur 1.6V (3.3V/2).

4.2.2. ASPECTS THERMIQUES :


Ils sont importants et doivent être pris d'emblée en considération.
Il faut savoir en effet que différents paramètres influent sur la consommation du circuit et par la même sur la puissance à dissiper.
Nous retiendrons trois de ces paramètres :

- La tension d'alimentation :

Avec une tension d'alimentation aussi réduite que 3.3V, les variations de cette dernière influent grandement que la puissance consommées (P=UI).
La plage de tensions acceptables par l'AD9852 s'étend de 3.135V à 3.465V. On s'efforcera de rester autour de 3.3V, voire légèrement en dessous.

- La fréquence de l'horloge :

La consommation croît de façon linéaire avec la fréquence de l'horloge. Les mesures réalisées montrent une consommation de l'ordre de 100 mA à 100 MHz, 400 mA à 200 MHz et près de 600 mA à 300 MHz.

- Le filtre inverse :

Le filtre inverse est un élément du DDS qui permet de maintenir l'amplitude du niveau de sortie constant quelque soit la fréquence. Cet niveau s'atténuant naturellement lorsque la fréquence augmente.
La consommation de ce circuit est très importante et varie avec la fréquence de l'horloge de référence.
A 200 MHz, il faut compter 300 mA, plus de 400mA à 300 MHz. On s'efforcera donc de ne pas utiliser cette fonctionnalité, le réglage de l'amplitude pouvant être réalisé par programmation.

L'AD9852 existe sous deux boîtiers différents le boîtier AST (tout plastique) et le boîtier ASQ qui est muni à sa partie inférieure d'une semelle métallique destinée à l'évacuation des calories.
Les dissipations respectives de ces deux boîtiers sont 1.7W et 4.1W.
La règle recommandée par Analog Device est de limiter l'utilisation du boîtier AST à 200MHz, seul le modèle ASQ permettant de monter à 300 MHz moyennant certaines précautions.
On verra plus loin que cette règle peut être transgressée moyennant quelques aménagements.

4.2.3. INTERFACE DE COMMANDE :

Comme mentionné ci dessus, la commande du DDS est réalisée à partir d'un PIC Microchip 16F877, un 16F876 moins encombrant est certainement utilisable moyennant une redistribution des E/S
L'adaptation des niveaux 5V/3.3V est effectuée simplement par un réseau de diodes et résistances. L'utilisation d'un circuit intégré d'interface n'a pas été tenté.
Un afficheur LCD 2X16 caractères permet la visualisation de la fréquence courante et du pas d'incrémentation.
Un clavier type calculatrice permet l'accès aux différentes fonctions ci-après :

- Incrémentation et décrémentation de la fréquence de sortie
- Incrémentation et décrémentation du pas (10HZ, 100Hz, 1kHz, 10kHz et 100 kHz)
- Prépositionnement sur fréquences favorites.

Le logiciel de base permet l'utilisation du DDS AD9852 en générateur BF/HF, de quelques Hz jusqu'à une centaine de MHz *

* La fréquence de coupure du filtre de sortie est de 120 MHz, ce qui permet de monter la fréquence d'horloge à 300 MHz.

5. REALISATION DU GENERATEUR :

5.1. SCHEMAS

Le logiciel de CAO utilisé est ISIS de Proteus, je tiens à disposition les fichiers correspondants pour les intéressés.

Les schémas comprennent 3 parties physiquement distinctes :

-DDS
-PIC
-Afficheur LCD

5.1.2. Partie DDS :

Le schéma de la partie DDS est conforme à ce qui a été décrit précédemment, par contre la simplicité a fait regrouper respectivement les alimentations et les masses analogiques et digitales.
Un oscillateur 40 MHz récupéré sur une carte de PC (autres valeurs possibles) est utilisé pour la génération du signal de l'horloge de référence. Bien que sa tension nominale de fonctionnement soit de 5V, il fonctionne parfaitement sous 3.3V et est donc compatible avec le DDS. La fonction multiplicateur du DDS sera utilisée pour obtenir une fréquence finale de 200 MHz, voire plus si l'on consent de munir le DDS d'un radiateur contre sa face supérieure. Ce dernier sera fixé par 4 vis aux emplacement prévus sur le circuit imprimé.
Les essais ont montrés qu'il est possible d'atteindre sans difficulté 400 MHz (multiplication par 10), la fréquence limite étant au voisinage de 430/440MHz.
ATTENTION : la puissance dissipée devient importante et le circuit chauffe très rapidement. Le fonctionnement au delà de 200 MHz sans radiateur avec un boîtier AST n'est pas garanti.

Le circuit de sortie est muni d'un filtre elliptique à deux cellules coupant à 120 MHz. En fonction de l'utilisation, cet filtre pourra bien entendu être recalculé pour tout autre fréquence.
L'amplificateur de sortie utilise un MSA 2643 qui à l'avantage de fonctionner sous 5V par rapport au MAV. Il procure un gain d'une quinzaine de dB et la puissance de sortie avoisine +10dBm. Le courant est établi à 33mA par R11 150 ohms. On pourra réduire cette valeur si l'on souhaite un peu plus de gain et de puissance en sortie, ne pas descendre toutefois en deçà de 82 ohms (60mA).

5.1.2. Partie PIC :
Le circuit du PIC 16F877-20 est minimal. Deux connecteurs sont requis pour interfacer l'afficheur LCD et le clavier.
L'horloge est obtenu à partir d'un quartz 20 MHz. Un 4MHz avec un PIC 16F877-04 convient également (les deux PIC sont au même prix chez certains distributeurs).
On aurait également pu mettre en œuvre un 16F876 moins encombrant mais le 16F877 ayant déjà été utilisé, j'ai préféré ne rien changer…
Un connecteur SIL 4 broches permet la programmation in-situ du PIC moyennant le programmeur approprié.

5.1.3. Alimentation :

Elle est des plus simple. Deux régulateurs ont été prévus pour les tensions de +5V et +3.3V. On préférera les versions faible chute de tension "low-drop". Le montage sera alimenté avec une source de tension continue de 7 à 10V capable de fournir 600 mA.
Suivant la tension disponible, un radiateur pourra s'avérer nécessaire sur le régulateur 5V.

5.1.4. Afficheur LCD :

L'afficheur est du type 2 lignes de 16 caractère rétro-éclairé que l'on trouve maintenant partout à un prix très abordable.
La commande est assurée en mode série par le bus SPI du PIC et un registre série/parallèle (74HC164) monté sur une petite carte solidaire de l'afficheur.
L'ensemble est relié à la carte PIC/DDS par un connecteur HE 10 broches.

5.1.5. Clavier :

Le clavier est un modèle alphanumérique à 16 touches, bien plus que nécessaire, mais c'est ce que j'avais sous la main.
Une petit circuit imprimé fixé à l'arrière du clavier et muni d'un connecteur HE 10 broches permet sa liaison avec la carte PIC/DDS.

5.2. Circuit imprimé :

5.2.1. Réalisation du circuit imprimé carte PIC/DDS

Le logiciel de CAO utilisé est ARES de Proteus, je tiens à disposition les fichiers correspondants pour les intéressés.
Le dessin du circuit imprimé est localisé sur le site version anglaise de l'article (pour le poment) et permet sa réalisation en simple face.
La réalisation correcte et minutieuse du calque sera de première importance car les pistes sont relativement fines. On veillera particulièrement au contraste afin d'obtenir une insolation franche de l'époxy présensibilisé et un développement net de l'ensemble des pistes.
La surface de cuivre à dissoudre a été réduite au minimum afin de permettre une attaque rapide et complète sans devoir laisser le circuit trop longtemps dans le perchlorure de fer pour dissoudre entièrement de grandes zones de cuivre.
Ceci étant préjudiciable aux pistes fine qui se trouvent alors "sur attaquées" et qui peuvent alors présenter des micro coupures toujours difficiles à déceler.
Une fois le circuit développé, on procédera au perçage des 143 trous puis à l'élimination à l'alcool et à la laine d'acier la couche sensible et les bavures.
L'étamage à froid est recommandé.
Pour plus de détails, voir Réalisation des circuits imprimés sur ce même site.

5.2.2. Mise en place des composants (100 éléments)

Avant toute mise en place des composants, on implantera les 18 straps permettant de s'affranchir du double face. Attention à celui qui est près du PIC, il est proche des pattes.
Les CMS seront ensuite mis en place, puis le reste des composants excepté le DDS et le PIC.
A ce stade, il sera nécessaire de vérifier le bon fonctionnement des régulateurs en mesurant les tensions de sortie : +5V sur U5 et +3.3V sur U4. Toute tension différente est signe d'une oscillation qui, avec les valeurs utilisées ne devrait pas survenir.

5.2.3. Mise en place du DDS :

C'est la principale difficulté
Le tracé des pistes des circuit imprimé se doit d'être impeccable, c'est un préalable indispensable à la réussite de l'opération. La procédure à suivre est la suivante :

On commencera par identifier la patte 1 du composants repérée par un point placé sur la face supérieur du boîtier à l'un des angle.
- Le boîtier sera orienté afin que le point mentionné soit approximativement dans la direction de la bissectrice de l'angle formé par les régulateurs et le boîtier de l'oscillateur d'horloge (DIL).
- Placer le boîtier en face de chaque piste afin d'obtenir le meilleure recouvrement possible des 80 pattes avec les 80 pistes puis maintenir le DDS avec un poids posé sur sa face supérieure (bloc de métal, outil…)
- Vérifier que rien n'a bougé
- Souder le composants aux quatre angles
- Enlever le poids
- Le fer à souder étant suffisamment chaud (350°C), noyer les 20 pattes d'un même côté avec la soudure sans lésiner sur la soudure. (voir photo ci-contre).
A ce moment, les 20 pattes ne doivent plus être quasiment visibles et remplacées par un cordon de soudure uniforme.
- Laisser refroidir quelques instants (30 secondes).
- Répéter la même opération pour les 3 côtés restants.
La "chose" doit alors se présenter comme ci-dessous…!

(cliquer pour agrandir)
- A l'aide de la tresse à dessouder, en conservant la même température du fer, absorber la soudure déposée afin de dégager les 20 premières pattes.
Cette opération doit se faire assez rapidement mais sans hâte, c'est la plus délicate car aucun reste de soudure ne doit venir cout-circuiter deux pattes adjacentes.
- Répéter la même opération sur les trois autres côtés.

- A l'issue de ces opérations, le circuit doit apparaître propre sans reliquat indésirable de soudure :

Si ce n'est pas le cas, renouveler l'opération.

C'est fini….!

5.2.4. Vérification avant mise sous tension :

Cette opération est indispensable même si l'on est sûr de son travail.

- prendre un ohmètre (calibre 200 ohms ou moins) et le schéma du circuit.
tester la continuité de chaque pin du DDS avec les composants associés, les pin du PIC, l'alimentation 3.3V et la masse.
tester tous les court-circuits potentiels entre pattes

5.2.5. Mise en place du radiateur sur l'AD9852 AST :

Si la fréquence d'horloge reste inférieure à 200 MHz, cette opération n'est pas indispensable, quoique conseillée par sécurité.
Le radiateur pourra se réduire à une simple plaque d'aluminium de 33X56 mm environ, ou mieux de cuivre mise en contact avec la face supérieur du DDS via une légère couche de graisse thermique. Un modèle pour T0220 convient également.
Sa fixation sera assurée par quatre vis dont les emplacement sont repérés sur le circuit imprimé.

5.2.6. Mise en place du radiateur sur l'AD9852 ASQ :

Cette opération n'est nécessaire qui si on souhaite fonctionner à des fréquences d'horloge de 300 MHz et plus.
Le modèle ASQ possède donc une semelle métallique sur sa face inférieure qui permet un meilleur échange que le boîtier tout plastique de l'AST.


Analog Device recommande de souder cette partie métallique sur le circuit imprimé. Cette opération à mon avis sort du domaine de l'amateur, sachant que simultanément, il est nécessaire de positionner le composant très précisément.
Pour contourner ce problème j'ai imaginé de percer une ouverture dans le circuit imprimé situé sous le DDS, au regard de la semelle métallique, un trou carré de 10mm de côté a été réalisé, attention au circuit imprimé pendant le perçage….!

Une fois le DDS soudé sur le circuit (voir plus haut), il laisse donc apparaître sa semelle métallique.

Un cube de cuivre de 10mm d'arête est alors usiné (à la main) puis percé et tarauder borgne sur une des faces. On veillera à ce que deux faces opposées du cube soient parfaitement planes et de préférence parallèles.

Le cuivre est ensuite plaqué contre la semelle du DDS (face plane) en interposant une très légère couche de graisse thermique. La face taraudée doit se trouvée visible et parallèle au circuit imprimé.
Le cube de cuivre est alors collé à la résine époxy sur le circuit imprimé tout en maintenant une pression suffisante contre le DDS.
Après séchage complet, un radiateur est alors fixé sur le cube à l'aide d'une vis de 4mm.

Les essais réalisés jusqu'à 430 MHz pendant plusieurs heures montrent que le dispositif est particulièrement efficace : le radiateur chauffe sensiblement mais maintient une température plus qu'acceptable pour le DDS. Rappelons qu'un telle fréquence d'horloge permet la génération d'un signal de sortie à 175 MHz….

* Un trou rond de 10mm de diamètre plus facile à faire remplit tout aussi bien sinon mieux la fonction.

Dans l'hypothèse d'une catastrophe, d'un claquage du DDS ou autre, on s'inspirera de la photo ci-contre pour déposer le circuit sans rendre le CI inutilisable..

Les pattes du DDS seront coupées à raz du boîtier avec une lame neuve de cutter.
Les pattes et la soudure restant seront enlevées à la tresse à souder SANS APPUYER sur le circuit imprimé sous peine de décoller les pistes....
La photo montre la version avec radiateur : on aperçoit la face du cube de cuivre en contact avec la semelle du DDS (version ASQ).

5.2.7. Circuit imprimé afficheur LCD :

Rien à voir avec l'exercice précédent…la carte de l'afficheur est des plus simple et ne pose aucune difficulté.

5.2.8. Carte clavier :

Aucune difficulté

6. LE LOGICIEL :

Les notions de base relatives aux PIC ont largement été présentées dans les articles précédents et la littérature relative à ces PIC, au langage et à la programmation est abondante.
Je me contenterai d'expliciter les différentes opérations permettant d'initialiser le DDS AD9852 puis de générer la fréquence souhaitée.
Le DDS AD9852 possède 12 registres de commande contenant chacun un ou plusieurs octets (de 1 à 6).
Chacun de ces registres permet diverses opérations telles que la configuration, la génération de la fréquence, de la phase, des différents types de modulation….
Dans le mode signal pur (single tone) qui nous intéresse, seulement 2, voire 3 registres seront nécessaires.
La programmation d'un registre nécessite impérativement l'écriture de l'ensemble des bits de ce registre. Si le registre comporte 28 bits, les 4 octets correspondants devront être envoyés au DDS par le PIC.

6.1. Initialisation du DDS AD9852


Préalablement à la génération de fréquence, il est nécessaire d'intialiser le DDS, c'est à dire de le configurer dans le mode souhaité. Plusieurs opérations sont nécessaires et indispensables, d'autres facultatives :

6.1.1. RESET :

Je le signale pour mémoire car comme indiqué précédemment, le RESET est réalisé par le logiciel une fois que les alimentations sont montées car l'activation du RESET suppose que le DDS reçoive les signaux de l'horloge de référence (40 MHz) pour s'initialiser.

6.1.2. Configuration du bus SPI du PIC :

Le bus SPI qui permet la génération de l'horloge de travail et des données a du et doit être configuré spécialement avant tout envoi de commande vers le DDS.
Je ne m'explique pas totalement la raison, toujours est-il que c'est nécessaire….Le mode destiné au DDS diffère uniquement du mode utilisé pour les autres périphériques par la vitesse d'envoi des données. Il est nécessaire de descendre à Fhorloge PIC/16, soit 1.25 MHz pour avoir un fonctionnement satisfaisant. Ceci est contraire à la spécification qui autorise 10 MHz.
Le registre correspondant du PIC est SSPCON qui sera chargé à 0x31. A l'issue de l'envoi des commandes vers le DDS, SSPCON sera chargé à 0x30 (F/4)

6.1.3. Sélection du DDS par le chip select :

On fait descendre la pin 22 à 0 pour sélectionner le DDS. Tant que cette pin est à 0, le DDS reçoit et accepte les commandes.

6.1.4. Remise à zéro de la communication série

On fait monté puis descendre la pin 17 IO/reset. Ceci permet d'initialiser proprement le dialogue avec le DDS.

6.1.5. Programmation de la configuration du registre de contrôle :

L'adresse du registre de contrôle en mode série du DDS est 0x07.
L'écriture dans ce registre requiert l'envoi de l'adresse du registre (0x07) suivi de 4 octets indissociables. SI c'est 4 octets ne sont pas tous envoyés, une erreur de communication sera générée car en réalité le DDS s'attend à recevoir un mot de 32 bits

Le registre de contrôle permet de définir le régime de fonctionnement du DDS et entre autres :

- la mise ON ou OFF du multiplicateur
- le facteur de multiplication (4 à 20 par pas de 1)
- la mise ON/OFF du filtre inverse
- la mise ON/OFF du comparateur
- l'ordre de prise en compte du message de programmation (poids faible ou poids fort en tête)
- la génération interne ou externe du signal Update Clock…..

Cette configuration sera définie en principe une fois pour toute (en ce qui nous concerne), rien n'empêche toutefois de la modifier à n'importe quel moment si nécessaire.

Dans l'application présente, les 32 bits du registre de contrôle sont ainsi défini :

On a découpé les 32 bits en 4 octets car le PIC travaille sur 8 bits…

1er octet : b'00010100' (0x14)

Bit 31 : sans effet , valeur =0
Bit 30 : sans effet , valeur =0
Bit 29 : sans effet, valeur = 0
Bit 28 : Comparateur ON/OFF = 1 (OFF)
Bit 27 : Réservé AD, valeur =0
Bit 26 : Control DAC ON/OFF, valeur = 1 (OFF)
Bit 25 : DAC ON/OFF, valeur = 0 (ON)
Bit 24 : Partie digitale ON/OFF, valeur = 0 (ON)

2ème octet : b' 00000101' (0x04) pour un facteur de multiplication de 5

Bit 23 : sans effet, valeur = 0
Bit 22 : PLL Range high, valeur = 0 (si fréquence de référence multipliée < 200 MHz, valeur = 1)
Bit 21 : PLL ON/OFF, valeur = 0 (PLL ON)
Bit 20, 19, 18, 17 et 16 : valeur de multiplication de l'horloge de référence.
La valeur est en clair, codée en binaire de 4 à 20 sans trou :

4 : 00100
5 : 00101
6 : 00110
7 : 00111
8 : 01000
9 : 01001
10 : 01010
11 : 01011
….
20 : 11111

3ème octet : b'00000001' (0x01)

Bit 15 : Valeur = 0 (non utilisé en CW)
Bit 14 : valeur = 0 (non utilisé en CW)
Bit 13 : Triangle, valeur = 0 (non utilisée en CW)
Bit 12 : sans effet, valeur = 0
Bit 11, 10 et 9 : mode de modulation, valeur = 0 (CW / Single tone)
Bit 10 : Update clock interne ou externe, valeur = 1 (interne)

4ème octet : b'01000000' ( 0x60)

Bit 7 : sans effet, valeur = 0
Bit 6 : filtre inverse ON/OFF, valeur = 1 (OFF)
Bit 5 : multiplicateur digital ON valeur = 1 (commande de la tension de sortie)
Bit 4 : non utilisé en CW, valeur = 0
Bit 3 : sans effet, valeur = 0
Bit 2 : sans effet, valeur = 0
Bit 1 : LSB en premier ou non, valeur = 0 (MSB)
Bit 0 : SDO active ou non, valeur = 0 (inactive)

La séquence indissociable correspondante est donc

0x07 (adresse du registre)
0x14 (byte 1)
0x04 (byte 2)
0x01 (byte 3)
0x60 (byte 4)


C'est tout pour la configuration….!

A l'issue de cet envoi, on activera IO/Reset afin d'être prêt pour la commande suivante, puis le DDS sera désélectionné en appliquant un niveau haut sur la pin 22.


6.2. PROGRAMMATION DE LA FREQUENCE DE SORTIE :

Nous arrivons maintenant à l'essentiel car c'est bien l'objectif à atteindre que de générer un signal de fréquence désirée…!
Pour générer une fréquence données le DDS AD9852 nécessite l'envoi d'un mot de 48 bits, soit 6 octets pour le PIC.
On est donc en présence d'une différence notable avec les AD935 et AD9850 pour lesquels ont été décrit par le passé le mécanisme de calcul. C'est pourquoi je le redétaille ci-après:

Les 48 bits vont devoir être élaborer automatiquement par le logiciel contenu dans le PIC et pouvoir être modifiés à loisir par l'opérateur afin de pouvoir faire varier cette fréquence. L'intérêt de n'avoir qu'une seul fréquence de valeur fixe étant plus que limité…

6.2.1. Elaboration des 6 octets (48 bits) :


Le mot qu'il va falloir charger dans l'AD9852 est directement fonction de deux paramètres :

- la fréquence à générer
- la fréquence de l'horloge de référence (après multiplication si le multiplicateur est en service)

La relation qui unit ces deux paramètres est la suivante :

Valeur du mot de 48 bits = (Fréquence de sortie X 2 exp 48) / Fréquence horloge de référence

L'opération mathématique correspondante n'est pas triviale avec un calculateur 8 bits (PIC) et c'est une des difficultés de la programmation.
Bien des algorithmes ont été écrits pour résoudre cette équation, pour ma part j'utilise une solution que je pense inédite et qui consiste à définir la valeur de chaque octet pour des fréquences entières de 10Hz, 100Hz, 1KHz, 10kHz, 100 kHz, 1MHz et 10 MHz.
Ces fréquences entière correspondant aux différents digits de l'afficheur LCD sur lequel sera affichée la fréquence de sortie.
Lorsque l'on fait varier la fréquence, on met d'abord à jour l'affichage du LCD puis on transforme la valeur de chaque caractère affiché en un octet destiné au DDS.
Cette façon de faire à l'avantage d'être certain que la fréquence affichée est bien égale à la fréquence générée.

Pour déterminer une fois pour toute la valeur de chaque octet correspondant aux fréquences entières, une calculette hexadécimale est suffisante, une macro Excel est également disponible auprès de l'auteur.

Exemple :

Soit une fréquence d'horloge de référence de 200 MHz, les valeurs correspondantes sont les suivantes :

200MHz 10Hz 100Hz 1k 10k 100k 1M 10M
ACC5 00 00 00 00 00 01 0C
ACC4 00 00 00 03 20 47 CC
ACC3 00 08 53 46 C4 AE CC
ACC2 D6 63 E2 DC 9B 14 CC
ACC1 BF 7B D6 5D A5 7A CC
ACC0 94 D0 23 63 E3 E1 CC


ACC0 à ACC5 sont les 6 octets correspondants, ACC0 étant le byte de poids faible, ACC5 celui de poids fort.
Pour une fréquence différente d'horloge de référence, ces valeurs seront à recalculer.

La reconstitution de la fréquence 21 263.84 kHz par le programme s'effectuera de la façon suivante :

2(0C CC CC CC CC)+ 1(01 47 AE 14 7A E1)+2(00 20 C4 9B A5 E3)+6(00 03 46 DC 5D 63)+3(00 00 530E2 D6023)+8(00 00 08 63 7B0 D0)+4(00 00 00 D6 BF 94)


Soit :

ACC5 = 1B
ACC4 = 37
ACC3 = BC
ACC2 = 2E
ACC1 = EF
ACC0 = D7

6.2.2. Chargement

Ces 6 octets seront chargés dans le registre fréquence DDS (adresse 0x02) séquentiellement, poids fort en tête.

La séquence correspondante est la suivante :

- Configuration SPI
- Chip select niveau bas
- Octet adresse (0x02)
- Octet ACC5
- Octet ACC4
- Octet ACC3
- Octet ACC2
- Octet ACC1
- Octet ACC0
- IO Reset niveau haut
- IO Reset niveau bas
- Chip select niveau haut
- Configuration SPI

A l'issue de cette opération, la fréquence apparaît en sortie du DDS.

Chaque fois que la fréquence est modifiée, l'afficheur LCD est mis à jour, les octets DDS sont recalculés et ensuite chargés. L'ensemble de ces opérations est lourde pour le PIC et les sous-programmes correspondant ont été optimisés afin de permettre plusieurs dizaines de modifications de la fréquence chaque seconde (cas de l'utilisation d'un encodeur optique pour faire varier la fréquence). Par exemple, seuls sont pris en compte les digits de l'afficheur qui ont changés.

6.3. PROGRAMMATION DU NIVEAU DE SORTIE :


Il peut être intéressant de pouvoir faire varier le niveau de sortie afin d'égaliser la réponse en fréquence du DDS ou encore de n'injecter que ce qui est nécessaire sans recourir à un atténuateur.
De plus, en restant légèrement en deçà du niveau maximal, la pureté spectrale est améliorée de 11dB*.
Cette variation est réalisé par un des sous-ensemble du DDS AD9852 appelé multiplicateur digital.
La commande de l'amplitude est ajustable sur 4096 pas et est réalisée par l'envoi de 2 octets (12 bits utiles ) à l'adresse 0x08.
On ne développera pas ici la séquence correspondante qui est identique aux deux précédentes.
La variation du niveau de sortie réalisée par le programme n'exploite pas les 4096 pas disponible mais se limite à 16 positions offrant chacune une atténuation de 6dB.

* Valeur mentionnée par AD (page 35 de la data sheet) pour une amplitude de 4032 pas au lieu de 4096 soit 98.4 % de la valeur maximale de sortie.

7. PROGRAMMATION DU PIC :

Si l'on dispose d'un programmeur de PIC Microchip, l'auteur est en mesure de fournir le code, sinon je peux fournir le PIC programmé.

8. ESSAIS :

8.1. Mise sous tension :

Insérer le Pic programmé dans son support et appliquer une tension continue de 7 à 10V sur les bornes d'alimentation.
Si tout ce qui vient d'être décrit à été réalisé correctement il n'y a pas d'obstacle à ce que le système démarre du premier coup.
Le message " BIENVENU HAM GENE 52" doit apparaître sur les deux lignes, suivi immédiatement de "F6EHJ - HAM GENE 52" .
La fréquence de 10 000.00 et le pas de 10H s'affichent ensuite.
On peur alors vérifier la présence en sortie du DDS d'un signal de fréquence 10000.00 kHz et de +10 dBm environ d'amplitude.
La précision de la fréquence générée dépend uniquement de l'oscillateur 40 MHz. Si ce dernier n'oscille pas exactement sur cette fréquence, un écart proportionnel sera présent en sortie du DDS.

8.2. Variation de la fréquence :

Elle s'effectue en pressant sur la touche 3, la fréquence s'incrémente de la valeur du pas courant, la touche 6 produit l'effet inverse.


8.3. Variation du pas :

Elle s'effectue en pressant sur la touche 2, le pas s'incrémente de 10 Hz à 100 kHz, la touche 5 produit l'effet inverse.

8.4. Prépositionnement :


Une dizaine de fréquences ont été mises en mémoire (il s'agit de la fréquence de début de bande amateur) et sont balayables par les touches 1 et 4.

8.5. Variation du niveau :

Elle s'effectue en pressant sur la touche F, le niveau s'incrémente, la touche E produit l'effet inverse.
La valeur relative de l'amplitude de sortie est renseignée sous forme d'un bargraph sur la ligne inférieure de l'afficheur LCD.

9. INFLUENCE DU COEFFICIENT DE MULTIPLICATION :

L'utilisation de la partie multiplicateur du DDS et de ses 17 facteurs de multiplication, apporte incontestablement une souplesse dans le choix de la fréquence d'horloge et de l'oscillateur permettant de la générer.
En effet, pour un même oscillateur de référence, il sera théoriquement possible d'obtenir 17 valeurs différentes d'horloge si l'on respecte par ailleurs les contraintes de fréquence maximale et de température comme évoquées précédemment.

Cependant, l'expérience montre que le facteur de multiplication a une incidence non négligeable sur la pureté spectrale du signal de sortie du DDS. Ceci s'explique par l'architecture du DDS qui lui-même utilise un circuit PLL pour la multiplication.

Nous avons comparé les deux signaux de sortie d'un DDS travaillant avec une fréquence d'horloge de 200 MHz générée l'un par un oscillateur de 10 MHz et multiplication par 20, l'autre par un oscillateur de 50 MHz et multiplication par 4.

Les résultats sont évidents à la vue des spectres (voir version anglaise de l'article)et en faveur de la multiplication par 4.
Le choix effectué pour le montage décrit ici est tout à fait convenable (F=40 MHz, k=5)

On veillera donc dans la mesure du possible a utiliser un faible coefficient de multiplication ou mieux encore à utiliser un oscillateur fournissant directement la fréquence d'horloge du DDS, ce qui peut ne pas être très facile si l'on vise les 300 MHz…
A fréquence d'horloge constante, seul le coefficient de multiplication sera à mettre à jour dans le logiciel.

10. COMPARAISON AVEC LES DDS AD9835/AD9850

Rappelons que la différence principale entre le DDS AD9852 et les DDS AD9835 et AD9850 est la résolution du DAC (12 bits au lieu de 10 bits) et la fréquence maximale de l'horloge de référence.

Comparaison 1 :

La comparaison a été tout d'abord réalisée avec une fréquence d'horloge identique pour les deux DDS AD9850 et AD9852. La fréquence du signal de sortie a été fixé à la valeur maximale recommandée soit 32 MHz (40% F Clock). Les deux spectres ci-contre couvrent chacun la même largeur de bande soit 500 kHz.
La différence est évidente : l'AD9852 présente un pied de spectre sans raie parasite significative vis à vis de l'AD9850 dont les raies parasites atteignent -50 dB par rapport à la fréquence générée.


Comparaison 2 :

Cette fois, le DDS AD9852 est attaqué par une horloge à 200 MHz, ce qui correspond davantage à son mode nominal de fonctionnement, la fréquence du signal de sortie est toujours de 32 MHz.
Le gain en pied de spectre est notable, aucune raie parasite n'est décelable.


11. CONCLUSION :

Il y a seulement trois ou quatre années, j'ignorais tout des DDS. Le temps à passé, la route a été longue et semée d'embûches mais les résultats sont encourageants.
Je ne peux que souhaiter faire école et inciter le plus grand à expérimenter et réaliser ses projets.
Je reste à l'écoute à F6EHJ@wanadoo.fr


12. COMPOSANTS :

12.1. LISTE DES COMPOSANTS

Design: HAM-GENE V9852
Doc. no.: V0
Revision: 1.0
Author: F6EHJ - Gérard LAGIER
Created: 20/06/02
Modified: 18/03/03



Qté Référence VALEUR
--- --------- -----
Resistances CMS 1206
---------
1 R1,R10 3.9K
3 R3,R15,R64 4.7k
5 R2,R4,R5,R6,R7 50 ohms
2 R8,R13 6.8 K
1 R9,R14 10k
2 R11,R12 150 ohms
1 R16 1.3K
4 R60,R61,R62,R63 10K
8 R65,R66,R67,R68,R69,R70,R71, 2.2k
R72

Condensateurs tous CMS 1206 sauf indication contraire
----------
13 C1,C5,C7,C8,C9,C10,C11,C12, 1nF
C13,C14,C15,C16,C19
1 C2 27pF
1 C3 47pF
15 C4,C21,C25,C36,C37,C39,C40
C41,C42,C43,C60,C63,C66,C67 10nF
C68
1 C6 39pF
1 C17 2.2pF
2 C18,C23 47µF/10V
3 C20,C29,C30 22µF/16V
1 C22 12pF
3 C26,C27,C28 100nF
1 C33 22pf
1 C34 8.2pF
2 C61,C62 20pF
3 C31,C32,C35 A définir selon fréquence filtre

Circuits Intégrés
-------------------
1 U1 AD9852 AST ou ASQ Analog Device
1 U2 AD9835 (option)
1 U3 Oscillateur TTL 40MHz (récupération)
1 U4 LM1085IT-3.3V ou similaire
1 U5 7805
2 U6,U7 en option MSA 2643 HP-Agilent ou similaire
1 U60 PIC16F877-20 Microchip

Diodes
------
4 D60,D61,D62,D63 1N4148
1 D64 1N4001

Divers
-------------
2 J1,J4 en option SUBCLIC ou BNC
1 J2 Cosse
1 J3 Cosse
1 J60 Connecteur SIL 4 (récupération)
2 J61,J62 Connecteur mâle pour CI 10 broches
1 L1 82nH
2 L2, L3 68nH
2 L4 et L5 en option Selon fréquence filtre
1 Quartz 20MHz (pas de criticité)
1 plaque époxy simple face 35µm 130X190mm

12.2. APPROVISIONNEMENT :

DDS AD9852 :
On peut trouver sur le web quelques fournisseurs de ce composant (http://www.sander-electronic.de à 70 Euros environ). Le plus simple et le plus économique est de faire une demande d'échantillons gratuits sur le site d'Analog Device.

- CMS : Selectronic (boîte d'une cinquantaine de valeurs), RadioSpare….
- Oscillateur 40 MHz : JMB electronic, Selectronic, Radiospare…..
- PIC 16F877-20 : JMB pour le meilleur prix et le service.
- Quartz 20 MHz : JMB/Selectronic…..
- Tores : Cholet composant
- Subclic/BNC : Cholet Composant
- MSA 2643 : Radio Spare (par 5 unités)
- Connecteur : Comptoir du Languedoc, Radio Spare, Selectronic, Conrad….
- Epoxy : Attention à la qualité…

Le reste des composants est très courant.


13. BIBLIOGRAPHIE ET ADRESSES:

Logiciel de CAO PROTEUS : www.multipower.fr
Data sheet AD 9852 Analog Device Rev B www.analog.com
Article revue Mégahertz
Data sheet PIC16F877 www.microchip.com
A DDS Project by Jouni Verronen OH8RO http://www.netppl.fi/~jonverro/
Experiments with an Analog Devices AD9852 DDS. http://www.qsl.net/pa3ckr/ad9852/
by PA3CKR Charlos Potma